使用An soft HFSS软件求解的波动方程源自微分形式的麦克斯韦方程，该方程是在以下假设条件下得出的：场矢量及其导数在空间中具有单值性、有界性，并且连续分布。然而，在边界和场源位置，场将出现不连续性，导致场的导数失去意义。因此，边界条件的设定明确了在非连续边界处的场特性。作为An soft HSS的用户，你务必始终保持对由边界条件所决定的场假设的警觉。鉴于边界条件对场施加限制的假设，我们能够判断出哪些边界条件适用于仿真。若边界条件使用不当，将可能引发矛盾的结果。当正确运用边界条件，这些条件便能有效降低模型结构的复杂性。实际上，……
Ansoft HSS能够自动应用边界条件以降低模型复杂性。对于无源射频器件而言，Ansoft HSS相当于一个虚拟的原型环境。与真实世界中边界为无限空间的情形不同，这个虚拟原型环境是有限的。为了构建这个有限的空间，Ansoft HSS采用了背景或包围几何模型的外部边界条件。模型的复杂度往往与解决问题所需的时间以及计算机硬件资源紧密相关。在有机会提升计算机硬件性能的任何时候kaiyun全站网页版登录，增强计算机资源性能对计算过程都是有益的。§2.2 针对边界条件，通常存在三种主要类型。其中，前两种边界条件主要由大多数用户负责设定或确保其被准确定义。材料相关的边界条件对用户来说通常是直观且易于理解的。1、激励
源波端口位于外部，而集中端口则位于内部；表面近似对称面，理想电或磁表面辐射，表面背景或外部表面；材料特性涉及两种介质边界处的有限电导导体弦；至于背景对结构的影响，所谓的背景指的是几何模型周围未被任何物体占据的空间。所有与背景相关的物体表面会被自动识别为理想的电边界（即完美电边界，Perfect E），并被称为外部边界条件。您可以将您的几何结构设想为包裹着一层极薄的理想导体材料。在需要的情况下，您可以对暴露在背景材料表面的性质进行调整，使其与理想的电边界特性有所区别。为了模仿具有损耗特性的表面，您可以将该边界重新设定为具有有限导电性（有限电导）或者设定为阻抗边界（阻抗边界）。
有限电导边界指的是一种材料，其电导率和导磁率都随频率变化而呈现损耗特性。在阻抗边界方面，它通常假定在所有频率范围内都保持相同的实数或复数值。为了模拟波能够向空间无限辐射的表面，我们需重新定义与背景材料接触的表面为辐射边界。这种背景条件会影响我们为材料赋予值的做法。为了模拟一个充盈空气的矩形波导，您可以构建一个形状符合波导特性的空气介质模型。该模型的表面将默认视为理想导体，并设定相应的边界条件，或者，您还可以将其设定为损耗型导体。弦.4边界条件是对一种技术定义的描述，它指的是一种激励方式，这种激励方式能够使能量得以进入或离开该几何结构。理想电边界(Perfect E)Perf
Ect E被视为一种理想的电导体，亦称作理想导体。在这种边界条件下，电场（E-Field）与表面垂直。系统会自动设定两种边界，并赋予它们理想电边界的属性。首先，与背景相联系的物体表面会被自动识别为理想电边界，并命名为“outer”，即外部边界条件。任何物体若被指定为PEC（理想电导体），则其表面将自动被设定为理想电边界，并被称为smetal边界。理想磁边界，即Perfect H，是一种理想的磁边界类型。在这种边界面，电场的方向与表面相切。自然边界，即当理想的电场边界与理想的磁场边界发生重合时，该理想的磁场边界亦被称作自然边界。在这一交叠区域，理想的电场边界特性将被移除，并使所选区域恢复其原有的特性。
它原本的材质属性不受影响，对任何材料的属性赋予均无干扰。比如，它可以用来再现地面上同轴馈源的模式。采用有限电导率边界，能够将物体表面设定为损耗性（非理想）的导体。这代表了一种非理想的电导体边界条件，并且可以与损耗性金属材料的定义相类比。为了构建损耗模拟，您需提交以西门子每米（Siemens/meter）为单位的损耗系数和磁导率数值。计算出的损耗与频率相关。此计算仅适用于良好导体的损耗估算。在此过程中，电场切向分量可表示为Zs(n xHtan)。而表面电阻（Zs）可由（1+j）/ds得出。其中，d代表趋肤深度，这个深度与导体激励电磁波的频率w有关，同时它也受到导体电导率s以及导体的导电性质的影响。
磁率阻抗边界是一种电阻性表面，其场行为和损耗可以通过解析公式进行计算。在该表面上，切向电场的大小可表示为Zs乘以(n x H)再乘以tan。同时，该表面的阻抗可以表示为Rs加上jXs。在结构中，电阻Xs采用ohms/square作为单位，代表分层阻抗，这种阻抗可由多层薄层模拟成阻抗表面。若需了解有关分层阻抗边界条件的更多信息，请查阅在线帮助。集总RLC（即集中参数RLC）边界，由一组并联的电阻、电感和电容构成，形成表面结构。这种仿真与阻抗边界相似，区别在于软件通过用户输入的R、L和C数值，计算出以每平方欧姆为单位的阻抗值。它所模拟的是无限大的平面，即无穷远处的边界条件。
地面通常被视为无限广阔的理想电壁、有限电导率或阻抗边界。在结构设计中，若采用辐射边界，地面则充当远区场能量的屏蔽层，阻止波能穿越地平面进行传播。为了在模拟中实现无限大地平面的效果，我们在设定理想电边界、有限电导率或阻抗边界条件时，需在对应无限大地平面的选项框内打勾。辐射边界，亦称作吸收边界，它允许我们模拟开放表面。换言之，波可以朝向辐射边界传播。在辐射边界，系统会吸收电磁波，从本质上讲，可以将边界视为延伸至无限远的空间。辐射边界可以具有任何形状，并且紧邻结构。这样的特性消除了对球形边界的依赖。对包含辐射边界的结构，计算的S参数包含辐
当结构中存在辐射边界时，仿真过程中会完成远区场的计算。弦.5激励技术综述端口是唯一一种能够让能量进出几何结构的边界形式。此端口可以分配给二维物体或三维物体的表面。在几何结构的三维全波电磁场计算开展之前，必须先确定每个端口所激励的场模式。Ansoft HFSS软件在计算自然场模式时，可选用任意的端口解算器，同时也能处理与端口截面一致的传输线模式。这会将二维场模式视为全三维问题的边界条件。此外，Ansoft HFSS软件默认将所有几何结构封装在一个导电的屏蔽层内，确保没有能量能够穿透这一屏蔽层。在将波端口（Wave Ports）融入您的几何构造中，能量便开始通过此端口进入并从该屏蔽层逸出。波端口的作用相当于替代品，扮演着这一角色。
代品，在几何结构中，你可以使用集中参数端口。这种端口在模拟内部结构时极为实用。在§2.5.1中，波端口（Wave Ports）的端口解算器假设你所设定的波端口是连接至一个半无限长的波导，该波导的截面和材料与端口保持一致。每个端口均单独激励，且每个端口内所有入射模式的平均功率均为1瓦。波端口会计算其特性阻抗、复传播常数以及S参数。在波导中，行波的场模式可通过求解Maxwell方程来得到。基于Maxwell方程推导出的方程，将利用二维解算器进行求解。该表达式代表了谐振电场的矢量形式，波数属于自由空间范畴，复数相对导磁率及复数相对介电常数亦在其中。要解出此方程，需借助两维解算器。
获得了一种矢量解形式的激励场模式，这种解与某些因素无关，只需在矢量解之后进行相应的乘法操作，即可转化为行波。此外，我们还观察到，激励场模式的计算仅适用于单一频率。在不同的频率点上，所计算出的激励场模式可能会有所不同。在特定频率下，针对某一横截面的波导或传输线，存在一系列的场模式，它们均符合麦克斯维方程组的要求。这些模式可以通过线性组合的方式存在于波导之中。在某些情况下，由于几何结构的作用类似于模式变换器，因此在计算过程中，考虑高阶模式的影响变得尤为必要。例如，当主模态（即模式1）从一个结构的某个端口（通过该结构）切换至另一个端口的模式2时，我们便需获取模式2所对应的S参数。在此过程中，涉及到的模式、反射以及传播现象，均是在单一模式信号下进行的。
在激励的作用下，三维场的解算结果中仍有可能存在因高频结构不均匀而导致的高阶模态反射。若这些高阶模态反射返回至激励源端口，或传递至后续端口，那么与这些高阶模态相关的S参数便需加以考虑。在到达任一端口之前，若高阶模经历了衰减（这种衰减可能源于金属损耗或传播常数中的衰减成分），那么在分析时可以忽略这些高阶模的S参数。通常情况下，模式和频率是相互关联的，与特定模式相关的场模式可能会随着频率的变动而发生变化。不过，传播常数和特性阻抗会随着频率的变动而变化。因此，在进行频谱扫描时，每个频率点都需要进行相应的计算。一般来说，当频率逐渐提升，高阶模态出现的几率也会随之上升。只要每个端口的定义准确无误，仿真过程中所包含的每一个模态，在相应的端口位置都能实现完美的匹配。
全匹配的条件下，每个模式的S参数和波端口均需按照不同频率下的特性阻抗进行标准化处理。这类S参数被称作广义S参数。在HFSS的广域实验测量中，如矢量网络分析仪的测量结果，以及电路仿真器所采用的特性阻抗均视为常数（这一设定导致端口在各个频率上并非完全匹配）。为确保计算所得数据与实验及电路仿真所得的测量数据相吻合，广义S参数需借助恒定特性阻抗进行标准化处理。具体归一化方法可参照波端口校准的相关内容。请注意：若广义S参数的归一化工作未能成功完成，将可能引发结果的不匹配。既然波端口在各个频点均实现了完美契合，那么S参数便不会显现出不同端口之间的相互影响；实际上，即便是在特性阻抗端口保持恒定的情况下，这种相互影响依然客观存在。§2.5.3波端口的边缘
边界条件规定，波端口边缘的边缘条件包括理想导体或有限电导率边界。在标准设置中，波端口边缘的外部区域被设定为理想导体。基于这一假设，波导内部的端口得以确定。对于被金属所包裹的传输线结构，这样的设定是适用的。对于非平衡状态或未受到金属保护的传输线路，必须对其在周围介质中的电场进行计算；否则，不恰当的端口尺寸设定将导致错误的计算结果。对称面端口解算器能够识别理想电对称面（即完美电对称面）和理想磁对称面（即完美磁对称面）。在应用对称面进行计算时，必须准确输入阻抗倍增的数值。阻抗边界的确定，通过端口解算过程得以实现，它能够识别出端口边缘的阻抗限制。至于辐射边界，波端口与辐射边界之间的默认设定，是理想导体边界。
在几何结构中新增的波端口需进行校准，以保证实验结果的一致性。这一过程对于确定电场的方向与极性、以及计算电压值至关重要。在模式驱动的仿真中，波端口采用积分线进行校准。用于校准的每一条积分线均具备以下特点：它作为阻抗线，是An soft HFSS在端口处进行电场积分以计算电压的路径。An soft HFSS借助该电压数据来计算波端口的特性阻抗。这一阻抗对于广义S参数的标准化处理十分关键。一般情况下，该阻抗会被设定为一个特定数值，比如50欧姆。若您希望具备调整特性阻抗的能力，或是需测量Zpv或Zvi的数值，那么在端口配置积分线是必要的。在此过程中，校准是一项至关重要的步骤。
这条线清晰地界定出每个波端口是朝上还是朝正方向。在任何波端口，场的方向至少包含两个可能的方向之一。比如在圆形端口，可能存在两个或更多的方向选择，这时你可能需要选择使用极化电场。若未指定积分线，计算出的S参数可能与预期结果存在偏差。建议先行执行端口专用解决方案，以辅助你了解积分线的布置及其朝向。为对已设定的波端口进行积分线校准，请按照以下步骤操作：首先，在项目树中激活激励选项，然后双击目标波端口。接着，从模型列表中进行选择。3. 从列表中为第一个模型选择积分线
在集成线列中选定后，切换至新建线段选项。接着，采用以下任一方式来设定线的位置与长度：直接输入线段起止点相对于工作坐标系的x、y和z坐标值。如需了解坐标系的相关内容，请查阅XX章节。在绘图界面中进行点击操作，所绘制的线将以矢量形式呈现，并明确指示其方向。若需调整线段走向，请在积分线(Integration Line)栏内挑选变换终点(Swap Endpoints)选项。接着，依照步骤三、四的操作，对同一端口的其它模式进行积分线的配置。积分线定义完毕后，点击确认键(0K)。按照同样的方法，重复步骤一至六，对其他波端口进行积分线的设置。阻抗线An在软HFSS软件中启动计算时，所得到的S矩阵数值，是针对各个端口阻抗进行标准化处理后的成果。然而，随着计算过程的深入，这些数值将逐渐显现。
我们常常期望对某个特定阻抗，比如50欧姆，进行S矩阵的归一化处理。为了实现这一转换，An soft HFSS必须计算各个端口的特征阻抗。在众多计算特征阻抗的方法中，包括Zpi、Zpv和Zvi等，An soft HFSS始终会进行Zpi的计算。这一阻抗的计算过程涉及波端口处的功率与电流。另外，Zpv和Zvi这两种方法在计算时需要考虑电压的累积效应。通过运用每种模式的累积曲线，我们能够得出电压的具体数值。通常情况下，阻抗线应当设定在电压变化最大的两个点之间。若对多个模式进行剖析，鉴于电场方向的变动，必须为每个模式单独设定阻抗线。校准线相关：在计算波端口激发的场分布模式时，该场在cot 0位置的方向是随机的，并且可能指向至少两个不同的方向。
在19号中，通过参考方向或参考起点，积分线可以调整端口的校准。必须确保每个端口所设定的积分线参考方向与相似或相同截面的端口参考方向一致。采用此方法，实验室的测量（通过消除几何结构云开·全站体育app登录，将两个端口连接起来进行校正设置）得以复制。校准线仅负责确定激励信号的相位和行波特性，因此在采用仅端口解算（ports-only solution）的系统中，可以将其影响忽略不计。在§2.5.6求解类型中，终端驱动的Ansoft HFSS计算通过基于模式的S矩阵，展示了波导模式入射与反射功率之间的比率。上述方法无法精确地描绘存在多个TEM（准横电磁波）模式共同传播的现象。此类结构能够容纳多个TEM模式，而这些模式之间存在相互耦合的传输关系。
20、涉及输线或接头等部分，这些部分一般采用端口S参数。校准预定的波端口时，需使用终端线：首先，在项目树中激活激励部分，并双击目标波端口；接着，选取终端列表；最后，从列表中为首个模型挑选相应的终端线。接着，挑选新的线条（NewLine）。采用以下任一方法来调整线的位置与长度：直接输入线段起止点相对于工作坐标系的x、y和z坐标值。如需了解坐标系的相关信息，请查阅XX章节。在绘图界面中进行点击操作。此时，所绘制的线条将以矢量形式呈现，从而指示出其方向。若需调整线段朝向，请在终端线的对应列中，进行终点的转换操作。
对端口的终端线进行配置。按照步骤三和四的操作流程，对其他终端线进行设定。在终端线定义完毕后，点击确认键。依照同样的步骤一至六，对其他波端口的终端线进行设置。关于终端线，其S参数展示了波端口节点电压与电流的线性总和。通过测量节点电压和电流的导纳、阻抗以及伪S参数矩阵，可以准确确定终端线的各项参数。针对导体交界的每个端口，An soft HFSS软件会自动将模式解转换为终端解。通常情况下，单终端线是设置在参考面或地导体与各端口导体之间的。电压的参考极性可通过终端线的箭头来判定，箭头所指方向为正极（+），而箭头反方向则为负极（-）。若你选择设置终端线，那么就需在每个端口以及端口之间都构建终端线。§2.5.7定义波断口的几点考虑
波端口的位置确定方法如下：将暴露在背景之上的面标记为波端口。背景已被命名为“Outer”。据此，任何暴露在背景之上的面都与“Outer”相连接。用户可利用主菜单中的“HFS金Boundary Display（Solver View）”功能来选择并定位所有区域。在Solver View的Boundary视图中，点击Visibility选项以查看outer。对于内部波端口，需在结构内部设定波端口。具体操作包括：创建一个未曾存在的空间，或者在现有物体的内部选择一个面kaiyun.ccm，并将该面的材料指定为理想导体。若内部不存在空间，系统将自动将该边界赋值为outer。您能够塑造一个四周被其他物体所环绕的密闭区域，随后，可从这些物体中切割出该区域。端口位于一个独立的平面上。
不允许端口平面出现任何弯曲现象。比如，若一个几何体的表面存在弯曲，并且这部分表面与背景相接触，那么这样的弯曲表面便不能被认定为波端口。根据规范2.5.8，端口需要保持一定长度的均匀横截面。在Ansoft HFSS软件中，假设用户所定义的每一个端口都应与一个横截面相同、无限延伸的波导相连接。在求解S参数的过程中，仿真器基于这样一个假设：结构的几何形态被具备相应截面的自然模式所激发。接下来的图中，我们将对这些截面进行详细展示。首图揭示了波端口被直接设定在结构外部的导体表面上。第二图则表明，构建模型时，需要在结构中添加一段具有均匀横截面的部分。需要注意的是，左侧的模型结构存在错误，其原因是该模型的两个端口均未包含均匀横截面的区域。为确保模型精确，必须在每个波端口上接入一段具有一致横截面的传输线，具体情形可参照右侧图示。该传输线的均匀横截面部分，
为确保截止模式得以逐步消退，波导的长度需足够长；这样做是为了确保仿真数据的准确性。比如，若截止模式因损耗而在大约1/8波长范围内逐渐减弱，则需要设计一个长度恰好为1/8波长的均匀波导段。若不如此，仿真结果将不可避免地受到高阶谐波的影响。此外，端口附近的不连续性也可能导致截止模式传播至端口。若端口设置在连续性较近的位置，那么端口附近的边界条件会使得仿真数据与实际数值有所差异（即：系统会迫使所有端口都按照所需求解模式的线性组合来表现）。在截止模式中，能量的传递至端口会干扰主模的能量，从而得出错误的结果。当波在Z轴方向上传播时，模式的衰减可以通过特定函数来描述。因此，所需保持的端口长度（即均匀分布的端口长度）是由该模式的传播常数所决定的。在这种情况下，端口长度的设定需严格依据这一传播常数进行。
在正确的情况下，端口处的仿真模型呈现理想匹配状态，仿佛波导延伸到了无尽的远方。对于仿真中未涉及的模态，波端口可以被视为理想的导体。在§2.5.9节中，端口与多重传播模式相关，每个高阶模态都呈现出沿波导传播的独立场模式。通常情况下，仿真应当涵盖所有传播模态。通常情况下，您可以选择默认的单模模式，但对于涉及高阶模态传播的问题，我们必须调整预设，转而使用多模态设置。若实际传播的模态数量超出了您所设定的数目，便可能导致错误结果的产生。不同端口所支持的模态数量也有所区别。传播模式，即指那些带有传播系数（rad/m）且B值显著超过衰减系数（Np/meter）的特定模式。确定仿真问题中需包含的模式，需采取以下步骤：首先，设定仿真条件，确保不包括这些特定模式。
针对自适应解的多模模式问题进行求解，分析完成后，需对每个模式的复传播常数（Gamma）进行检验，具体操作如下：首先，在HFSS的“分析设置”菜单里挑选“矩阵数据”选项；随后，会出现一个对话框，如图所示。选取Gamma并调整其显示形式为实部/虚部。在各个端口上，每种附加模式都会生成相应的S参数集。例如，在拥有三个端口的器件中，若每个端口配置了两个模式进行测试，最终将得到一个6行6列的S参数矩阵。通常情况下，n端口的解是通过将所有端口的激励数量、模式数量以及源端数量相加得出的。若在仿真过程中未包含高阶模型，必须核实波导端口是否具有充分长度且均匀的段。
确保截止模凋落时不会引起任何反射现象。在第二点第五点第十小节中，波端口与对称面之间存在一种关系——它们相互抵消。当利用对称面减小端口尺寸时，为了准确计算电压损耗和功率流动，必须对端口阻抗进行相应的调整。在理想电对称面（即完美的电对称面）的情况下，阻抗的倍乘系数为2。该模型的电压差异及功率流动量仅为整体结构的二分之一，因此计算所得的阻抗亦然。唯有将模型计算出的阻抗值翻倍，其结果方能与实际结构的阻抗相匹配。在理想磁对称面（Perfect H Symmetry plane）上，阻抗的倍乘系数为0.5。该模型所计算出的电压差与整体结构保持一致，然而其功率流仅为整体结构的一半，因此计算得出的阻抗值是整体结构的两倍。因此，阻抗的倍乘系数为0.5。若整体结构同时具备理想电对称面和理想磁对称面，则无需进行任何调整。也就是说，在结构输入阻抗倍乘数中，无需对同时具备理想电边界和理想磁边界的部分进行调整，这是因为理想磁对称面的阻抗倍乘系数是0.5，而理想电对称面的阻抗倍乘系数则为2。这两个系数相乘的结果恰好是1。
